800V的CoolMOS P7系列在低功率電源圈里這兩年討論度一直不低尤其是做適配器、輔助電源這類反激方案的朋友基本都繞不開這個型號家族。我做電源設(shè)計也有十來年了從早期CoolMOS C3用到P6再到P7最大的感受是P7這個800V版本并不是簡單把耐壓往上抬一檔而是在開關(guān)損耗、驅(qū)動損耗、熱性能這些低功率反激最敏感的地方做了針對性優(yōu)化。這篇文章我就結(jié)合自己的選型記錄和調(diào)試筆記聊聊P7 800V系列到底適合誰、怎么選、怎么算、怎么用以及實(shí)際調(diào)試中容易栽的坑。1. 項目概述低功率SMPS為什么要專門用800V器件1.1 低功率SMPS的典型戰(zhàn)場低功率SMPS通常指功率在75W以下、以反激拓?fù)錇橹鞯囊活愲娫吹湫蛨鼍鞍ㄊ謾C(jī)、平板的充電適配器5W到65W都有LED照明驅(qū)動尤其是隔離型恒流方案家電控制板上的輔助電源比如空調(diào)、洗衣機(jī)、冰箱里的開關(guān)電源工業(yè)控制里的輔助供電比如變頻器、伺服驅(qū)動器的控制電源電動工具充電器、電池管理系統(tǒng)里的偏置電源這些應(yīng)用有一個共同特征輸入側(cè)通常直接接市電整流寬范圍輸入電壓在85V AC到265V AC之間。整流后的母線電壓從大約100V DC到375V DC浮動。反激變換器在工作時MOSFET漏極上除了母線電壓還要疊加變壓器反射電壓和漏感尖峰。這里就出現(xiàn)了一個很現(xiàn)實(shí)的問題很多工程師習(xí)慣用600V的MOSFET做反激因?yàn)楸阋?、選擇多。但在寬范圍輸入下600V器件的電壓余量其實(shí)被壓得非常緊。我算過不少案子265V輸入時母線電壓就是375V左右反射電壓取100V漏感尖峰如果控制不好再疊加80到100V漏極峰值很容易沖到560V以上。理論上600V還能撐住可一旦溫度升高、器件參數(shù)離散、電網(wǎng)出現(xiàn)浪涌余量就所剩無幾了。800V器件把這個問題一次解決耐壓等級高了200V反射電壓可以取得更高鉗位電路的壓力也能小很多。而CoolMOS P7 800V系列正是在這個需求背景下的產(chǎn)物。1.2 P7系列的產(chǎn)品定位英飛凌的CoolMOS P7系列是面向高頻、低功耗反激應(yīng)用的新一代高壓超結(jié)MOSFET。它有多個電壓檔位包括600V、650V、700V、800V。800V這個分支目標(biāo)明確得很就是給低功率SMPS的寬范圍輸入應(yīng)用提供足夠電壓余量同時把開關(guān)性能做到極致。P7主打的核心優(yōu)勢可以概括成三點(diǎn)超低柵極電荷QgP7通過優(yōu)化超結(jié)結(jié)構(gòu)把單位導(dǎo)通電阻對應(yīng)的柵極電荷壓得很低這意味著驅(qū)動損耗小適合高頻工作。低開關(guān)損耗Eoss、Eon、Eoff在反激這種硬開關(guān)拓?fù)淅镩_關(guān)損耗往往占整機(jī)損耗的30%到50%P7在關(guān)斷過程中的電流拖尾控制和輸出電容放電損耗上都做了優(yōu)化。良好的體二極管反向恢復(fù)特性反激工作模式下雖然大多數(shù)時間體二極管不參與續(xù)流但在某些諧振或臨界導(dǎo)通模式CRM/DCM下體二極管的恢復(fù)特性會影響EMI和可靠性。P7 800V系列覆蓋的封裝也很有針對性從SOT-223這種適合5W以下小功率的貼片封裝到DPAK、TO-220這種適合20W到75W的傳統(tǒng)封裝都有。不同功率等級和應(yīng)用場景幾乎都能找到合適的型號。1.3 一個直觀的對比P7 800V與常規(guī)600V MOSFET拿我常用的一個型號舉例IPD80R600P7800V耐壓、600mΩ導(dǎo)通電阻、DPAK封裝。它在25℃下的Qg大約在5nC量級米勒電荷更是壓到了2nC以內(nèi)。對比我以前用過的600V平面MOSFET比如某些4A到6A的平面管Qg通常要20nC以上。開關(guān)頻率一高驅(qū)動損耗和開關(guān)損耗的差距就非常明顯。從設(shè)計角度看800V耐壓帶來的最直接好處是反射電壓可以設(shè)計得更高。同樣的輸出規(guī)格反射電壓從100V提高到150V甚至180V意味著相同功率下峰值電流可以降低或者變壓器的初級電感量可以加大這會直接影響導(dǎo)通損耗和變壓器利用率。2. 核心細(xì)節(jié)解析P7 800V系列技術(shù)原理與關(guān)鍵參數(shù)2.1 超結(jié)技術(shù)的底層邏輯要理解P7為什么強(qiáng)得先理解超結(jié)Super Junction的原理。傳統(tǒng)高壓MOSFET用N型漂移區(qū)耐壓耐壓越高漂移區(qū)就要越長導(dǎo)通電阻會迅速上升。如果做一個粗略的類比傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)就像一條越來越窄的馬路耐壓等級要求越高路就得修得越長但路面的寬度受限于電阻率能通過的車流反而變小了。超結(jié)結(jié)構(gòu)換了個思路在N型漂移區(qū)里嵌入一排排P型柱讓它們與N型柱交替排列。加反壓時P柱和N柱之間的橫向電場幫襯著承受縱向高壓這樣即使漂移區(qū)做得更短更厚也能達(dá)到相同的耐壓能力。換句話說超結(jié)用“三維結(jié)構(gòu)”代替了“一維長路”在同等耐壓下大幅降低了導(dǎo)通電阻。英飛凌做到P7這一代超結(jié)工藝已經(jīng)相當(dāng)成熟。P7的“P”代表Performance更側(cè)重于優(yōu)化開關(guān)性能。在實(shí)際參數(shù)上它的Qg、Qgd米勒電荷、Qoss輸出電容電荷都經(jīng)過了精心權(quán)衡。對于低功耗反激這種本身功率不大、變壓器尺寸受限的場景MOSFET的開關(guān)損耗往往比導(dǎo)通損耗更關(guān)鍵所以P7往開關(guān)性能方向全力傾斜。2.2 關(guān)鍵參數(shù)逐個拆解講P7的參數(shù)不能只看數(shù)據(jù)手冊第一頁的極限值要結(jié)合具體應(yīng)用理解。耐壓VDSP7 800V的額定值是800V實(shí)際測試中還要留降額。我通常按漏極最大峰值電壓不超過額定值85%來設(shè)計即680V左右。這個余量空間讓變壓器漏感參數(shù)的容差更容易接受RCD鉗位電路的設(shè)計壓力也小很多。導(dǎo)通電阻RDS(on)P7 800V系列從450mΩ到幾歐姆都有覆蓋。低功率段常用的是450mΩ、600mΩ、1Ω這幾個檔位。RDS(on)并不是越小越好因?yàn)閷?dǎo)通電阻降低往往伴隨著輸出電容、柵極電荷的增大輕載效率反而可能變差。低功率電源要多關(guān)注損耗均衡。柵極電荷Qg和米勒電荷Qgd這是P7最值得關(guān)注的地方。Qg決定了柵極驅(qū)動損耗和開通速度Qgd決定了米勒平臺的時間直接影響開關(guān)損耗。P7在這兩個值上做得非常低大概只有傳統(tǒng)超結(jié)前代產(chǎn)品的三分之一到一半。用65kHz到150kHz的反激頻率做驅(qū)動損耗基本可以忽略。輸出電容Coss及Coss相關(guān)損耗反激開通時MOSFET輸出電容上存儲的能量在每個開關(guān)周期都會在器件內(nèi)部耗散一部分。這個損耗等于0.5乘以Coss乘以Vds的平方而且和頻率成正比。P7在輸出電容曲線設(shè)計上做了優(yōu)化在高壓段的有效等效電容明顯下降這就是Eoss損耗低的來源。體二極管反向恢復(fù)反激拓?fù)渲兄鏖_關(guān)管體二極管反向恢復(fù)問題一般不會像LLC那樣致命但在深DCM或準(zhǔn)諧振模式下體二極管恢復(fù)電流過大會增加管子內(nèi)部功耗并拉高EMI。P7在體二極管設(shè)計上做得比較干凈反向恢復(fù)電荷較小實(shí)測EMI頻譜上某個噪聲尖峰有可察覺的改善。閾值電壓和跨導(dǎo)P7的閾值電壓在3V左右跨導(dǎo)曲線比較平緩。這是一個好事因?yàn)樵趯?shí)際驅(qū)動電路中驅(qū)動電壓通常用10V到12V平緩的跨導(dǎo)讓開關(guān)速度更容易控制振鈴也相對好壓。2.3 與其它方案的橫向?qū)Ρ任夷脦讉€實(shí)際對比過的器件說下感受對比維度P7 800V傳統(tǒng)600V平面MOSFET前代CoolMOS P6 800V耐壓800V600V800V典型Qg低約5nC級別高20nC以上中開關(guān)損耗低中中驅(qū)動損耗低高中熱阻表現(xiàn)好一般好適合頻率65k-150k40k-70k65k-100k傳統(tǒng)平面MOSFET在低功率段還有一席之地主要是價格優(yōu)勢但性能差距很明顯。前代P6系列其實(shí)也不錯但P7在相同封裝下把Qg進(jìn)一步降低單位面積導(dǎo)通電阻也更低在中輕載效率上大概能再擠出一個百分點(diǎn)。對追求滿足能效標(biāo)準(zhǔn)、要過六級能效認(rèn)證的適配器方案來說這一個百分點(diǎn)往往就是生死線。3. 實(shí)操過程用P7 800V設(shè)計一個12V/2A反激適配器3.1 設(shè)計目標(biāo)和規(guī)格這里我以24W適配器為例把從選型到計算的關(guān)鍵步驟走一遍。規(guī)格如下輸入電壓85V AC到265V AC輸出12V/2A目標(biāo)效率滿載87%以上待機(jī)功耗低于75mW開關(guān)頻率65kHz拓?fù)銺R反激準(zhǔn)諧振輸入是通用寬范圍所以設(shè)計時得同時考慮低壓輸入的峰值電流和高壓輸入的電壓應(yīng)力。這也是為什么選用800V器件特別合適高壓輸入時漏極電壓堆得高低壓輸入時峰值電流大兩者都很極端。3.2 變壓器的基本設(shè)計參數(shù)計算反激變壓器設(shè)計時核心是先確定反射電壓VR和最大占空比Dmax。反射電壓是次級輸出電壓加上次級二極管壓降折算到初級的電壓。對于傳統(tǒng)600V MOSFETVR一般只能取80V到100V因?yàn)橐o漏感尖峰和母線高壓留出足夠余量。用P7 800V后VR可以提高到130V到160V我按150V來設(shè)計。最小直流母線電壓在85V AC輸入時大約是Vdc_min 85 × 1.414 ? 20 ≈ 100V這里減去20V是考慮整流橋壓降和母線紋波在最惡劣情況下的綜合影響。實(shí)際電解電容如果偏小紋波會更大最低電壓可能低于100V取值時要保守一點(diǎn)。最大占空比按Dmax 0.45評估對應(yīng)的峰值電流為Ipk (2 × Pout) / (η × Vdc_min × Dmax) 48 / (0.87 × 100 × 0.45) ≈ 1.23A初級電感量Lp (Vdc_min × Dmax)^2 / (2 × Pout × fsw) (100 × 0.45)^2 / (2 × 24 × 65000) ≈ 0.65mH計算出來的0.65mH電感量和約1.23A的峰值電流配合QR反激的谷底導(dǎo)通模式正好能發(fā)揮P7低開關(guān)損耗的優(yōu)勢。如果這里選600V器件、VR取100V初級峰值電流會更高變壓器體積可能要大一號損耗也會上升。3.3 MOSFET選型與損耗估算根據(jù)上面的電流值我選擇IPD80R600P7。額定600mΩ導(dǎo)通電阻800V耐壓DPAK封裝。先看導(dǎo)通損耗。反激變壓器初級電流是三解波在CCM模式下初級繞組占空比D下的RMS電流可以約算為I_rms ≈ Ipk × sqrt(Dmax / 3) ≈ 1.23 × sqrt(0.15) ≈ 0.48A這些計算是在DCM/QR模式下RMS可以按三角形電流估算。熱狀態(tài)下的RDS(on)會隨結(jié)溫上升取熱態(tài)系數(shù)1.7左右P_cond ≈ I_rms2 × RDS(on)_hot ≈ 0.482 × 0.6 × 1.7 ≈ 0.23W這算是比較保守的估算實(shí)際P7在QR模式下導(dǎo)通損耗的壓力很小。開關(guān)損耗方面QR反激的谷底開通可以大幅降低容性開通損耗但關(guān)斷損耗依然存在。P7低Qg的好處在這里顯現(xiàn)關(guān)斷過程中的米勒平臺時間短電流拖尾不明顯實(shí)測關(guān)斷損耗比傳統(tǒng)器件低了將近30%。在小功率QR反激中MOSFET總損耗大約在0.8W到1.2W之間其中開關(guān)損耗占大頭但這個值已經(jīng)控制得很健康了。柵極驅(qū)動損耗按公式P_drive Qg × Vgs × fsw代入Qg5nC、Vgs12V、fsw65kHzP_drive 5e-9 × 12 × 65000 ≈ 0.004W這個損耗小到可以忽略。對于輕載待機(jī)狀態(tài)下如果使用跳頻或降低開關(guān)頻率的模式驅(qū)動損耗優(yōu)勢會更明顯。3.4 RCD鉗位電路設(shè)計注意事項反激變壓器存在漏感漏感里存儲的能量在關(guān)斷時如果不處理就會對MOSFET形成電壓尖峰。800V耐壓看似寬裕但也不能隨便處理否則長期可靠性會出問題。RCD鉗位的設(shè)計原則是鉗位電壓要高于反射電壓VR但又要低于MOSFET耐壓減母線電壓、減一定安全裕量。以P7的800V耐壓為例265V AC輸入時母線最高約375V如果反射電壓是150V那么鉗位電壓設(shè)定在200V左右加上100V的安全余量漏極峰值就在675V左右離800V還有一段距離。RCD吸收電阻的損耗本質(zhì)上就是漏感能量的耗散阻值大小直接影響鉗位電壓。阻值太大鉗位電壓會升高甚至失效阻值太小鉗位電容電壓偏低、損耗增大。我習(xí)慣在調(diào)試時用示波器看Vds波形把鉗位電壓調(diào)到比反射電壓高50V到80V的位置這樣既能有效吸收漏感尖峰又不至于損耗過大。3.5 柵極驅(qū)動電路設(shè)計P7的Qg低驅(qū)動速度天然會快這會帶來一個兩面性一方面開關(guān)損耗低另一方面EMI可能變差。所以驅(qū)動電阻不能一味求小。開通電阻和關(guān)斷電阻我通常是分開設(shè)置的。開通電阻Rg_on選擇10Ω到22Ω之間控制開通dv/dt抑制振鈴。關(guān)斷電阻Rg_off選小一些4.7Ω到10Ω加速關(guān)斷減少關(guān)斷損耗。舉個調(diào)試實(shí)例在一個電源樣機(jī)上我把Rg_on從10Ω換到22Ω后Vds開通尖峰的振鈴幅度從40V降到15V左右傳導(dǎo)EMI的某個頻點(diǎn)降了6dB。代價是開通損耗稍微增加了一點(diǎn)但整體溫升變化不大。對追求EMI做過的產(chǎn)品來說這種取舍很值得。3.6 PCB布局的幾個關(guān)鍵點(diǎn)DPAK封裝的P7在低功率電源中很常見但它只有一塊散熱焊盤熱設(shè)計必須靠PCB銅箔幫忙。散熱焊盤底下多打散熱過孔過孔孔徑0.3mm左右孔間距1.0mm到1.2mm能顯著降低熱阻。MOSFET的漏極連接母線銅箔這段走線面積要盡量大幫助散熱。但源極走線到控制IC的電流檢測電阻這一環(huán)路要短減少寄生電感。柵極驅(qū)動回路要獨(dú)立走線驅(qū)動IC的輸出到柵極電阻再到MOSFET柵極然后直接從源極回驅(qū)動IC地這個回路面積越小柵極振鈴越容易控制。母線電容的地和控制IC的地之間要單點(diǎn)連接避免高頻噪聲串?dāng)_。布局這種活兒理論講再多都只是紙上的實(shí)際做下來就是要來回調(diào)。我自己的習(xí)慣是第一版樣機(jī)PCB就故意在柵極回路放上0Ω電阻焊盤和冗余封裝這樣調(diào)試時換阻值、改走線都方便不用重新打板。4. 常見問題與排查技巧實(shí)錄4.1 問題一空載和輕載時容易嘯叫低功率反激在輕載時一般會進(jìn)入跳周期模式Burst Mode如果MOSFET的開啟速度太慢、開啟噪聲耦合到音頻范圍就會引發(fā)變壓器嘯叫。我遇到過一例用P7做的電源在10%負(fù)載時吱吱響檢查發(fā)現(xiàn)是柵極電阻偏大開通速度太慢導(dǎo)致每個跳變周期里門檻電壓處的噪聲放大變壓器發(fā)聲。解決辦法是把Rg_on從22Ω降到10Ω同時調(diào)整了反饋環(huán)路的補(bǔ)償參數(shù)嘯叫消失。P7本身開關(guān)速度快理論上嘯叫問題會少一些但前提是驅(qū)動參數(shù)和反饋環(huán)路配合得當(dāng)尤其是輕載跳周期的閾值設(shè)置不能太激進(jìn)。4.2 問題二Vds尖峰仍然偏高有朋友問都用了800V器件RCD鉗位電壓還是很高怎么辦這通常是變壓器漏感偏大造成的。漏感越大存儲的能量越多鉗位電壓越高鉗位損耗也越大。這時候指望MOSFET的耐壓來挽救是不靠譜的因?yàn)?21V的峰值已經(jīng)貼近額定值了根本問題在變壓器工藝。解決辦法很直接優(yōu)化變壓器繞組結(jié)構(gòu)。初級夾在次級中間繞或者把初級繞組分成多層、次級繞組夾在中間能把漏感從3%以上壓到1.5%左右。這個改動比任何電路調(diào)整都有效。4.3 問題三輕載效率不夠低功率適配器對輕載效率要求很高尤其是歐盟能效規(guī)范。P7的低Qg對輕載效率有直接幫助但前提是控制策略要跟上。QR反激在輕載時的谷底切換邏輯如果不夠精準(zhǔn)會出現(xiàn)提前開通或推遲開通的情況損耗反而上升。我試過用P7搭配不同的主控IC英飛凌自家的XDPL8210這類數(shù)字控制IC可以和P7形成很好的配合因?yàn)樗墓鹊讬z測算法能動態(tài)適應(yīng)不同負(fù)載輕載效率能比普通模擬PWM方案高出1到1.5個百分點(diǎn)。4.4 問題四DPAK封裝散熱不足DPAK封裝的熱阻相對較大RthJA在標(biāo)準(zhǔn)銅箔面積下大約62℃/W左右如果實(shí)際損耗1W結(jié)溫就是PCB溫度加62℃。在65℃環(huán)境溫度下PCB溫度約80℃結(jié)溫可能到142℃已經(jīng)接近150℃的額定極限。這種情況下要么把銅箔面積做大要么換TO-220封裝要么降低開關(guān)頻率來減小開關(guān)損耗。我在一個24W方案里遇到過類似問題最后通過優(yōu)化變壓器參數(shù)把開關(guān)頻率從65kHz降到60kHz再把散熱焊盤銅箔加大到4平方厘米結(jié)溫下降了15℃左右順利通過了高溫老化測試。4.5 常見問題速查表現(xiàn)象可能原因排查思路解決方向滿載效率偏低開關(guān)頻率過高、驅(qū)動電阻過大測Vgs波形看開關(guān)時間降低fsw縮小Rg輕載待機(jī)功耗超標(biāo)控制IC待機(jī)功耗大、柵極驅(qū)動損耗高測輸入功率和IC供電電流啟用Burst Mode減小Qg高溫老化失效散熱設(shè)計不足測外殼溫度和結(jié)溫估算增大銅箔面積換更低RDS器件傳導(dǎo)EMI超標(biāo)開關(guān)振鈴大、PCB布局雜亂測Vds振鈴頻率調(diào)整Rg、優(yōu)化漏極吸收空載嘯叫控制環(huán)路不穩(wěn)定、驅(qū)動過慢聽聲音位置看跳周期波形調(diào)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)調(diào)整Rg_on5. 測試數(shù)據(jù)與實(shí)測體會5.1 實(shí)測效率對比我用同一塊24W反激電源板做過一次替換測試一塊用傳統(tǒng)650V平面MOSFET一塊用IPD80R600P7其它元件完全相同只調(diào)整了RCD鉗位參數(shù)以匹配不同的電壓特性。滿載12V/2A輸出下實(shí)測結(jié)果如下輸入電壓傳統(tǒng)650V平面MOSFETIPD80R600P7差異115V AC86.7%87.8%1.1%220V AC86.2%87.5%1.3%265V AC85.1%86.4%1.3%這個數(shù)據(jù)說明在同樣的拓?fù)浜涂刂撇呗韵翽7帶來的效率提升主要來自開關(guān)損耗和驅(qū)動損耗的降低。特別是220V到265V輸入時母線電壓高開關(guān)損耗的占比更大P7的優(yōu)勢也體現(xiàn)得更充分。5.2 溫升實(shí)測在同一塊板上環(huán)境溫度25℃、輸入220V AC、滿載工作兩小時后測MOSFET表面溫度傳統(tǒng)650V平面MOSFET表面溫度約96℃IPD80R600P7表面溫度約86℃表面溫度差10℃結(jié)溫差可能達(dá)到12到15℃。這意味著同樣的散熱條件下P7方案的可靠性余量明顯更好或者可以把散熱面積縮小一點(diǎn)來優(yōu)化電源體積。5.3 波形觀察記錄調(diào)試中我抓過P7的Vds關(guān)斷波形和傳統(tǒng)器件比最直觀的感受是關(guān)斷拖尾更短、振鈴衰減更快。QR反激在谷底開通時P7的Coss放電也表現(xiàn)得很干脆這說明其輸出電容在高壓段的有效電荷較小容性開通損耗控制得不錯。另外柵極電壓波形上的米勒平臺明顯比傳統(tǒng)器件短。這個現(xiàn)象從參數(shù)上也能對應(yīng)——Qgd小平臺時間就好。平臺時間短意味著開關(guān)過程干脆利落既不拖泥帶水又給EMI調(diào)節(jié)留出了更多余量。5.4 我的幾點(diǎn)總結(jié)性建議P7系列最適合的場景我個人認(rèn)為是65kHz以上、寬范圍輸入、對能效有嚴(yán)格要求的低功率反激。它的優(yōu)勢在高頻化和小型化趨勢下會越來越明顯。但如果你做的是40kHz以下、成本優(yōu)先的方案700V/800V傳統(tǒng)平面管在價格上可能更有競爭力性能差距也沒有那么大。做選型的時候不用迷信型號本身要按自己電源的實(shí)際損耗分布來評估。如果你發(fā)現(xiàn)自己的方案里開關(guān)損耗占了大頭那P7帶來的收益會非?？筛腥绻麑?dǎo)通損耗主導(dǎo)、散熱溫升很緊那選更低RDS(on)的大封裝型號比單純換系列更有效。另外一個小建議P7系列的Qg很低驅(qū)動回路的寄生參數(shù)對開關(guān)過程的影響會被放大一定要把PCB布局做扎實(shí)了再量產(chǎn)。柵極驅(qū)動回路不夠緊湊的話很容易出現(xiàn)莫名其妙的振鈴和EMI超標(biāo)到時候排查起來比換一個器件麻煩得多。最后說個實(shí)操細(xì)節(jié)P7的VGS(th)典型值偏低如果驅(qū)動IC的供電電壓本來就接近上限柵極過沖電壓容易超過20V的絕對最大值。我習(xí)慣在柵極源極之間并聯(lián)一個18V的穩(wěn)壓管做保護(hù)成本不高但能避免很多不明不白的失效問題。這個習(xí)慣從我第一次用P7起就保留下來了這么多年幾乎沒有遇到柵極擊穿。