前陣子接了個項目要求把二極管箝位型NPC三電平逆變器的SVPWM調(diào)制仿真跑通還特別標了一句“帶參考文獻”一看就是要把原理和實現(xiàn)都講細不能只貼個模型完事。我一開始覺得兩電平SVPWM玩得挺熟三電平不就是多幾個開關(guān)管、多幾對狀態(tài)但真正搭起來才發(fā)現(xiàn)從扇區(qū)判斷、小三角形篩選到作用時間計算難度完全不是線性增加。這篇東西我按自己做項目時的完整思路來寫適合正在做電力電子仿真、準備投論文或者要落地工程樣機的人內(nèi)容包括NPC三電平主電路結(jié)構(gòu)、SVPWM控制原理、馬鞍波背后的三次諧波/零序分量邏輯以及Simulink和Plecs環(huán)境里的代碼實現(xiàn)和波形調(diào)試方法。整套流程走完你會發(fā)現(xiàn)三電平SVPWM其實并沒有想象中那么玄關(guān)鍵是要把“為什么這么做”想透。1. NPC三電平逆變器的核心結(jié)構(gòu)與控制需求1.1 二極管箝位型三電平到底解決了什么問題先看一眼主電路拓撲直流側(cè)通常用兩個電解電容串聯(lián)中間引出中點O所以直流母線電壓被分成了兩段一個電容上的電壓是Udc/2。每一相橋臂由四只IGBT串聯(lián)組成分別是S1、S2、S3、S4其中S1和S2中間點引出作為輸出端同時在S2和S3的連接點接兩只箝位二極管到中點O這兩只二極管就是“二極管箝位”名字的來歷。這個結(jié)構(gòu)帶來的好處非常直接單管承受的電壓只有Udc/2對中高壓大功率場合來說這等于把一個1200V耐壓的管子用在了600V級別的工程里器件選型壓力小很多。對比兩電平逆變器輸出相電壓只有正負兩個電平NPC三電平的輸出相電壓可以是Udc/2、0、-Udc/2三個狀態(tài)而線電壓可以組合出五個電平步進變少了dv/dt一下就降下來了對電機繞組的絕緣沖擊、對電網(wǎng)的諧波污染、對軸承電流的抑制都有明顯改善。當然天下沒有免費的午餐。多出來的箝位二極管和分壓電容帶來一個新麻煩兩個電容的電壓會隨著負載電流的流動逐漸失衡一旦中點電位漂移輸出電壓諧波會增加開關(guān)器件應力也不均勻。所以三電平逆變器的調(diào)制算法必須額外考慮中點電位的平衡問題這是它和兩電平SVPWM最本質(zhì)的區(qū)別。后面我會專門說一嘴。1.2 SVPWM為什么是三電平逆變器的主流選擇在一開始的方案討論里我其實考慮過直接上SPWM加上三次諧波注入但最后還是選用了SVPWM作為主調(diào)制策略。原因有三個方面。第一SVPWM天然提高直流電壓利用率。在相同直流母線電壓下SVPWM能達到的最大輸出相電壓基波幅值比正弦SPWM多出15.47%這個提升在中高壓變頻器里就意味著同樣的電網(wǎng)電壓等級可以用更低的直流電壓去適配或者同樣的直流側(cè)可以輸出更高的電壓價值很實際。第二SVPWM把逆變器和電機/電網(wǎng)看成統(tǒng)一系統(tǒng)來考慮。它直接操作的是空間電壓矢量物理含義清楚控制器輸出的是電壓矢量的幅值和角度天然適配矢量控制、直接轉(zhuǎn)矩控制這些現(xiàn)代交流調(diào)速算法。第三SVPWM可以實現(xiàn)中點電位的主動控制。三電平的27個開關(guān)狀態(tài)里有些不改變輸出電壓但對中點電流有不同影響SVPWM可以在輸出矢量不變的前提下選擇不同的小矢量組合從而平衡兩個電容電壓。這種控制自由度是SPWM單獨做不到的。所以我最后的搭配是主電路用NPC三電平橋調(diào)制算法用SVPWM仿真工具用Matlab/Simulink加Plecs交叉驗證。下面開始拆解算法本身。2. SVPWM算法原理與三電平擴展詳解2.1 先理清兩電平SVPWM的基礎(chǔ)邏輯三電平SVPWM想看懂最好先把兩電平那套流程吃透。所謂SVPWM本質(zhì)上是讓逆變器在每一個開關(guān)周期Ts內(nèi)輸出一個平均電壓矢量使其逼近我們想要的參考電壓矢量Vref。第一步是坐標變換。三相參考電壓ua、ub、uc通過Clark變換得到alpha-beta坐標系下的Vα和VβVα 2/3 * (ua - 0.5*ub - 0.5*uc) Vβ 2/3 * (√3/2 * ub - √3/2 * uc)第二步是扇區(qū)判斷。利用Vβ、Vα等線性組合的正負關(guān)系判斷Vref落在哪個60度扇區(qū)工程上常見的是定義三個中間變量X、Y、Z然后用它們的符號組合直接定位扇區(qū)比反三角函數(shù)算角度更快適合DSP實時執(zhí)行。第三步是計算矢量作用時間。每個扇區(qū)用兩個相鄰基本電壓矢量Vx、Vy和零矢量V0來合成Vref根據(jù)伏秒平衡Vx * Tx Vy * Ty V0 * T0 Vref * Ts Tx Ty T0 Ts解出Tx和Ty。兩電平這里公式很規(guī)整代碼十來行就能寫完。第四步是確定開關(guān)序列。為了讓諧波小、開關(guān)次數(shù)均衡通常采用七段式對稱序列也就是在一個Ts內(nèi)把動作順序排成“000-100-110-111-110-100-000”這種鏡像結(jié)構(gòu)每個開關(guān)管的導通時間按比較值給出。把這些思路搬到三電平最大的變化就是“空間矢量圖”從六邊形變成了由三角形網(wǎng)格組成的更密六邊形參考電壓不僅僅由兩個相鄰矢量和零矢量合成而是要由包圍它的三個最近矢量合成。這個思路就是三電平SVPWM的最近三矢量NTV原則。2.2 三電平空間矢量圖與小三角形判斷三電平共有3^327種開關(guān)狀態(tài)組合去掉重復的矢量位置后可以得到19個基本空間矢量。整個矢量平面按每60度分成一個大扇區(qū)每個大扇區(qū)內(nèi)又分成4個小三角形區(qū)域?？梢詤⒖茧妷菏噶柯湓谀膫€小三角形就選擇這個小三角形的三個頂點矢量作為合成矢量。為什么必須是“包圍Vref”的三個頂點因為這樣才能保證Vref可以由它們線性組合表示且作用時間全部為正不需要人為切換極性換流過程自然連續(xù)。工程上常用幾何法判斷小三角形序號。以第I大扇區(qū)為例該扇區(qū)內(nèi)4個小三角形可以按下述幾何條件區(qū)分小三角形1θ在0度到60度內(nèi)且Vref對應幅值較小位于偏中心的小三角小三角形2位于扇區(qū)上半部分滿足某些線性邊界條件小三角形3位于扇區(qū)左側(cè)或右側(cè)邊界附近小三角形4靠近外側(cè)頂點對應高調(diào)制比。實際操作中我更喜歡用歸一化電壓Uα、Uβ直接比較或者用“四段式判斷法”這樣在C代碼里就只有簡單的乘法和比較不會引入浮點開方。需要注意的是小三角形判斷的精度直接影響作用時間計算如果判斷錯了輸出波形會出現(xiàn)明顯調(diào)制異常最直觀的現(xiàn)象是相電壓在某個扇區(qū)附近出現(xiàn)缺失電平。2.3 作用時間計算與中點電位影響一旦確定Vref所在小三角形就可以根據(jù)伏秒平衡列方程求解三個頂點矢量的作用時間。比如在第I扇區(qū)的小三角形1中三個頂點通常包括零矢量V0、兩個短矢量在小三角形4中則包含一個長矢量和一個中矢量以及一個短矢量。時間計算公式在參考文獻里有現(xiàn)成的表格式推導我就不全部抄一遍了核心思想是假設(shè)Ts為開關(guān)周期Vref的幅值為|Vref|角度為θ直流母線電壓為Udc定義調(diào)制比m 2√3 * |Vref| / Udc那么在第I扇區(qū)各小三角形中三個作用時間都可以表示成m、θ和Ts的三角函數(shù)表達式。比如在子區(qū)域1中兩個基本矢量作用時間大致為TA m * Ts * sin(π/3 - θ) TB m * Ts * sin(θ) T0 Ts - TA - TB在子區(qū)域4中則會出現(xiàn)中矢量作用時間和長矢量作用時間公式形式和兩電平類似但邊界條件不同。難點在于如何快速、準確地從“扇區(qū)小三角形”映射到時間表達式這需要把12個小三角形的時間公式都做成查詢表或者用矩陣變換統(tǒng)一求解。另一個關(guān)鍵點是小矢量和中矢量對中點電位的影響不同。三電平的短矢量成對出現(xiàn)例如(-)、(--)這一對短矢量它們輸出電壓相同但流過中點的電流方向相反。在合成參考電壓時如果不加區(qū)別地分配兩個成對短矢量的作用時間中點電流就無法被控制中點電位就會漂移。所以三電平SVPWM的七段式序列中通常會把一對短矢量劃分成兩個半段分別放在序列的首尾和中間并讓它們的總時間占比動態(tài)可調(diào)。這個“冗余小矢量時間分配”就是中點電位平衡控制的核心旋鈕。2.4 七段式開關(guān)序列與比較值生成確定作用時間之后要把時間軸上的矢量順序排出來。三電平SVPWM最常用的是七段式對稱序列。以第I扇區(qū)的某個小三角形為例假設(shè)選定的三個矢量為V1、V2、V3在一個Ts內(nèi)會安排成V1/2 - V2 - V3 - V2 - V1/2這樣首尾半段對稱每個IGBT在一個開關(guān)周期內(nèi)最多開關(guān)一次開關(guān)損耗可控輸出諧波也小。為了讓算法最終能驅(qū)動IGBT需要把每個矢量的作用時間換算成三相橋臂的占空比比較值。常見做法是維護一個計數(shù)器周期為Ts把每個矢量子狀態(tài)對應的P、O、N電平持續(xù)時間累加得到每一相PWM比較器的開關(guān)時刻。如果不用傳統(tǒng)SVPWM而是用載波比較方式來實現(xiàn)可以直接把SVPWM等效為注入零序分量的調(diào)制波再用兩層層疊載波比較生成PWM信號這樣代碼更簡潔后面我在仿真章節(jié)會詳細說這個實現(xiàn)路徑。3. SPWM注入三次諧波/零序分量與SVPWM的關(guān)系3.1 為什么SVPWM輸出馬鞍波很多人在仿真正看到SVPWM調(diào)制波或者等效調(diào)制波時會有個疑惑“為什么這個波形不是正弦而是有點像馬鞍”答案就在三次諧波注入。三相系統(tǒng)里三次諧波以及所有3的倍數(shù)次諧波在三相之間是同相的因此在線電壓中會相互抵消只體現(xiàn)在相電壓的共模分量里對負載電流沒有直接影響。既然線電壓不受影響我們就可以在調(diào)制波里人為加一段三次諧波把相電壓調(diào)制波原來的波峰往下壓同時把波谷往上抬這樣調(diào)制波的峰值就會降低相同直流母線電壓下可以塞進更大的基波分量而不過調(diào)制等價于提升了直流電壓利用率。SVPWM本質(zhì)上就是在做這件事所以它的等效調(diào)制波是馬鞍形而不是純正弦。我在調(diào)試時習慣把SVPWM產(chǎn)生的三相占空比波形直接接到示波器上看每一相的調(diào)制波形就是典型的馬鞍波兩個波峰中間有明顯的凹陷周期是基波的三分之一。這個波形出去再經(jīng)過LC濾波以后到負載端就是很干凈的正弦電壓和正弦電流。換句話說馬鞍波只是一個中間產(chǎn)物不是最終輸出沒必要對它的畸變恐懼。3.2 三次諧波幅值與基波幅值到底什么關(guān)系有一個經(jīng)常被問得很刁鉆的問題“當用SPWM和三次諧波或零序分量進行等效時二者的幅值大小存在怎樣的關(guān)系”我拿筆推導過一遍這里把關(guān)鍵結(jié)論寫清楚。設(shè)三相調(diào)制波為ua m * sin(ωt) ub m * sin(ωt - 2π/3) uc m * sin(ωt 2π/3)疊加三次諧波分量ua m * sin(ωt) n * sin(3ωt) ub m * sin(ωt - 2π/3) n * sin(3ωt) uc m * sin(ωt 2π/3) n * sin(3ωt)可以看到三次諧波分量在三相中完全相等都屬于零序分量不影響線電壓。現(xiàn)在的目標是把合成調(diào)制波ua的峰值降到最小從而允許基波幅值m繼續(xù)抬升。對上式求極值可以證明當n m/6也就是注入的三次諧波幅值為基波幅值的1/6時合成波的峰值最小降為原基波峰值的√3/2 ≈ 0.866倍。反過來如果調(diào)制波峰值允許達到1那么基波幅值m最多可以做到1/0.866 2/√3 ≈ 1.1547也就是比純正弦SPWM時多出15.47%。這就是SVPWM提高直流電壓利用率在數(shù)學上的本質(zhì)。如果注入的不是單純?nèi)沃C波而是更一般的零序分量比如SVPWM等效的零序分量取為U0 -0.5 * (max(ua,ub,uc) min(ua,ub,uc))那么效果和多注入一個三次諧波類似工程中甚至能從這種“基于三相調(diào)制波的零序注入”直接實現(xiàn)SVPWM。實際做代碼時如果不想查矢量表可以在這個等效式子上做文章后面我在仿真實現(xiàn)里就是這么干的。3.3 從“注入”視角統(tǒng)一看SVPWM與SPWM把SVPWM改成“三次諧波注入”之后思路一下就打開了。傳統(tǒng)空間矢量法需要每一步都做扇區(qū)判斷和時間計算而零序注入法只需求出三相占空比da 0.5 0.5 * (ua U0) / (Udc/2) db 0.5 0.5 * (ub U0) / (Udc/2) dc 0.5 0.5 * (uc U0) / (Udc/2)然后用兩層層疊載波去比較輸出驅(qū)動信號。這種實現(xiàn)方式的周期可以“定時器中斷里幾行代碼搞定”調(diào)試難度和SPWM幾乎一樣但效果和傳統(tǒng)SVPWM基本一致。三電平也可以用類似思路就是載波從一層變成兩層層疊式上三角載波驅(qū)動上管下三角載波驅(qū)動下管。我自己的看法是新手學SVPWM可以先學空間矢量法因為概念清楚方便理解“為什么有27個開關(guān)狀態(tài)”“為什么需要最近三矢量”但實際工程或者復雜仿真里如果不需要實時觀察每個矢量時間用零序注入法能省一半精力而且更容易移植到DSP/FPGA。不過既然這項目標題是“二極管箝位型NPC三電平逆變器SVPWM調(diào)制仿真”我還是兩種方式都實現(xiàn)一遍互相驗證。4. 仿真搭建實操Simulink與Plecs雙平臺驗證4.1 仿真工具選型Simulink還是Plecs三電平逆變器SVPWM仿真我最終選擇了Matlab/Simulink和Plecs兩個平臺交叉驗證。Simulink的優(yōu)勢是控制算法搭建靈活S-Function、C-MEX、Matlab Function塊都可以用適合把SVPWM代碼寫進去慢慢調(diào)試缺點是電路模型搭建稍微麻煩Simscape Electrical的求解器步長如果設(shè)置不對仿真速度會非常感人。Plecs的優(yōu)勢在于電力電子電路仿真速度極快自帶的半導體模型損耗計算很細適合驗證主電路效率和波形質(zhì)量缺點是控制模塊還是得自己搭和Matlab的聯(lián)合仿真接口雖然方便但跨平臺數(shù)據(jù)傳遞有時候會引入時序問題。我建議讀者如果只是驗證算法正確性先用Simulink如果要做損耗、散熱、并網(wǎng)諧波這些更貼近工程的結(jié)果再用Plecs。下面我以Simulink為主線把步驟拉一遍Plecs里可以照幾乎相同的控制結(jié)構(gòu)實現(xiàn)。4.2 主電路模型搭建第一步是直流母線。我用兩個電容串聯(lián)每個電容取2200uF額定電壓450V直流母線總電壓650V。這樣每個電容正常工作電壓325V如果不加中點平衡動態(tài)過程中容易一個電容沖到350V以上所以仿真里我特意留了一個中點電位觀測點。第二步是NPC橋臂。Simulink的Simscape Electrical里有現(xiàn)成的“Three-Level Bridge”模塊但如果想看得更清楚也可以自己用兩個IGBT串聯(lián)加二極管搭一個半橋再封裝。我個人習慣用現(xiàn)成的Three-Level Bridge內(nèi)部參數(shù)選擇IGBT導通壓降2V、截至電流1e-4、緩沖電阻1e6開關(guān)頻率設(shè)為10kHz。這里需要注意IGBT的緩沖參數(shù)如果設(shè)得太小仿真會產(chǎn)生高頻震蕩導致波形失真我會在問題排查部分細說。第三步是負載和濾波。我直接用的三相RL負載R10ΩL5mH星形連接。如果仿真是為了并網(wǎng)或電機驅(qū)動則需要在負載前面加一級LCL濾波器參數(shù)按諧振頻率低于開關(guān)頻率一半來設(shè)計這里就不展開了。仿真求解器我建議用定步長步長1e-6s仿真時間0.1s。變步長雖然跑得快但PWM比較瞬間如果采樣時間不一致很容易丟脈沖我是吃過這個虧的。4.3 SVPWM控制模塊搭建從代碼到波形控制模塊我采用了零序注入法配合層疊載波比較來實現(xiàn)因為這種方法既快又不容易出錯。核心步驟寫成一個Matlab Function塊輸入是d軸和q軸參考電壓、電角度和直流母線電壓輸出是調(diào)制波以及最終的門極信號。為了讓思路更清晰我給一個可以直接改著用的C語言風格的偽代碼用這種結(jié)構(gòu)放到Simulink的C S-Function或者Plecs的C Control模塊里也成立// 輸入Ualpha, Ubeta, Udc, Ts // 輸出comp[3] 每一相的占空比比較值(0~1) void svpwm_npc(float Ualpha, float Ubeta, float Udc, float Ts, float comp[3]) { float Va, Vb, Vc; // 三相調(diào)制波 (標幺化到 -1~1) float V0; // 零序分量 float da, db, dc; // 1. 反Clark變換得到三相電壓基準 Va Ualpha; Vb -0.5f * Ualpha 0.866f * Ubeta; Vc -0.5f * Ualpha - 0.866f * Ubeta; // 2. 限幅防止調(diào)制波溢出 clamp(Va, -1.0f, 1.0f); clamp(Vb, -1.0f, 1.0f); clamp(Vc, -1.0f, 1.0f); // 3. 計算零序分量等效SVPWM float Vmax max3(Va, Vb, Vc); float Vmin min3(Va, Vb, Vc); V0 -0.5f * (Vmax Vmin); // 4. 疊加零序分量得到馬鞍波 Va Va V0; Vb Vb V0; Vc Vc V0; // 5. 轉(zhuǎn)換為占空比比較值0~1.0 da 0.5f 0.5f * Va; db 0.5f 0.5f * Vb; dc 0.5f 0.5f * Vc; comp[0] da; comp[1] db; comp[2] dc; }這一段代碼的實質(zhì)就是在SPWM的基礎(chǔ)上注入零序分量等效實現(xiàn)SVPWM。如果是傳統(tǒng)SVPWM則需要額外加扇區(qū)判斷和時間計算。傳統(tǒng)法我后面在問題對比里再講先用這個代碼把系統(tǒng)跑通。生成門極信號時我用兩個三角載波一個范圍在0到1另一個范圍也在0到1但錯開半個周期。比較規(guī)則是這樣的如果某相占空比大于上限載波上橋臂P輸出如果占空比小于下限載波下橋臂N輸出兩者之間輸出O。由于NPC三電平正負半周的邏輯略有差異實際門極驅(qū)動信號要映射到4個IGBT這里我用一個查表子模塊處理。純Simulink搭的話也可以用兩層層疊載波加邏輯判斷塊完成最終輸出6路或12路PWM。4.4 仿真參數(shù)設(shè)置與步長選擇整個系統(tǒng)仿真參數(shù)如下參數(shù)數(shù)值說明直流母線電壓Udc650V每個電容325V電容容值2200uF兩個串聯(lián)開關(guān)頻率10kHz載波頻率基波頻率50Hz輸出工頻調(diào)制比m0.85初始設(shè)定負載電阻10Ω三相星形濾波電感5mH串聯(lián)負載仿真步長1e-6s定步長仿真時長0.1s看穩(wěn)態(tài)波形足夠調(diào)制比這里有個小細節(jié)如果用SVPWM調(diào)制比定義為相電壓基波峰值與2/πUdc的比不同文獻定義不一樣容易看串。我更習慣用兩電平SVPWM常見的定義m √3 * Vref / Udc其中Vref是空間電壓矢量模長。0.85的調(diào)制比在線性調(diào)制范圍內(nèi)馬鞍波的調(diào)制波峰值會剛剛接觸限幅邊界輸出效果最好。仿真跑起來以后我同時觀測了四個關(guān)鍵波形三相調(diào)制波、每相PWM脈沖、輸出相電壓和線電壓、三相負載電流。第一個特征就是調(diào)制波呈標準馬鞍形第二個特征是相電壓有325V、0V、-325V三個臺階線電壓則有±650V、±325V和0V五個臺階。4.5 Plecs環(huán)境下的實現(xiàn)差異在Plecs里我基本復用了同樣結(jié)構(gòu)的控制代碼只是把Matlab Function換成了Plecs的C Control模塊主電路直接用Plecs自帶的Power Module庫里的三電平NPC橋臂拖進去。Plecs有個好處是半導體的熱模型可以直接掛上去看損耗分布壞處是它的載波模塊不像Simulink里那么直觀需要自己用PWM發(fā)生器加比較器搭。如果你自己搭Plecs我建議直接用“Multiple Pulses”發(fā)生器配合比較器實現(xiàn)層疊載波而不是去硬湊SVPWM序列發(fā)生器。因為Plecs里分析波形的重點本來就在功率電路側(cè)控制部分能簡單就簡單。5. 關(guān)鍵仿真結(jié)果與參數(shù)設(shè)計經(jīng)驗5.1 相電壓/線電壓/相電流波形解讀仿真跑通后第一眼要看的不是諧波FFT而是電壓波形本身。相電壓應該出現(xiàn)三個電平臺階在開關(guān)周期內(nèi)不停地切換包絡(luò)線呈50Hz正弦形狀。如果相電壓只有兩個電平說明NPC橋某個管子的門極邏輯出了問題如果電平臺階的寬度明顯不對稱說明SVPWM的零序注入沒做好或者調(diào)制波限幅太狠。線電壓五個電平的形態(tài)也很重要。理想NPC三電平線電壓階梯是650V、325V、0V、-325V、-650V由于負載電感的存在開關(guān)切換瞬間會有尖峰這是正?，F(xiàn)象但如果尖峰幅度超過直流母線電壓兩倍以上就要懷疑主電路寄生參數(shù)或者IGBT緩沖電路參數(shù)不合適了。負載電流波形是最能判斷調(diào)制效果的。正常穩(wěn)態(tài)下電流應為一組對稱正弦波THD在開關(guān)頻率10kHz、負載電感5mH的情況下大概在3%到5%之間。如果電流波形出現(xiàn)過零點畸變或者不對稱大概率是扇區(qū)銜接處時間計算有偏差或者中點電位明顯偏移導致輸出電壓畸變。5.2 中點電位波動問題與平衡策略中點電位是NPC三電平SVPWM繞不開的坎。我一開始用零序注入法跑仿真時兩個電容電壓差在0.1s內(nèi)從0漂到了差不多40V輸出電壓波形看著還行但電流FFT里出現(xiàn)了明顯的50Hz附近邊帶這就是中點不平衡在作怪。解決思路是在SVPWM里加入中點電流控制。傳統(tǒng)的空間矢量法直接調(diào)節(jié)成對小矢量的時間分配對于零序注入法則可以通過調(diào)節(jié)占空比的偏置來改變中點電流大小。簡單說中點電位偏高時需要讓橋臂多輸出一些O電平且流經(jīng)中點的電流方向正確從而把其中一個電容放電、另一個充電。實際代碼里我加了一個PI環(huán)輸入是兩個電容電壓差輸出是對零序分量的補償系數(shù)疊加到原來的零序量上。調(diào)試參數(shù)時注意PI增益不能太大否則中點電壓會來回振蕩反而造成新的不平衡。我最后用的Kp0.005Ki0.5效果不錯0.1s仿真結(jié)束時電壓差控制在3V以內(nèi)。5.3 對比SPWM、三次諧波注入和SVPWM的電壓利用率拿到仿真結(jié)果后我做了一組對比實驗同樣650V直流母線、同樣負載、同樣調(diào)制波峰值分別跑純正弦SPWM、三次諧波注入SPWM、等效SVPWM三種方案記錄輸出相電壓基波幅值和THD。方案相電壓基波幅值相對純SPWM提升電流THD10kHz附近純正弦SPWM約260V基準偏高三次諧波注入SPWM約300V提升約15%明顯下降等效SVPWM約300V提升約15%和三次諧波注入基本一致這個結(jié)果和理論推導對得上SVPWM相對純SPWM提升15.47%而三次諧波注入SPWM在數(shù)學上就是SVPWM的等效實現(xiàn)兩者輸出幾乎重合。所以工程上如果覺得SVPWM名稱唬人完全可以直接用“正弦波加1/6三次諧波”去實現(xiàn)同樣效果波形和THD幾乎看不出差異。但做研究或者寫論文時還是建議把空間矢量法原理闡述清楚因為審稿人更看重理論深度。6. 常見問題與排查技巧實錄6.1 問題速查表現(xiàn)象可能原因解決辦法相電壓只有兩個電平NPC橋某個開關(guān)管門極邏輯錯誤O電平未出現(xiàn)檢查PWM映射表確認上下管子互補關(guān)系調(diào)制波不是馬鞍形零序注入被限幅函數(shù)截掉了檢查clamp范圍確保限幅前波形本身不超過±1輸出電流THD很高開關(guān)頻率過低或負載電感太小提高開關(guān)頻率或增大濾波電感電容電壓差越來越大缺少中點電位平衡控制加PI平衡環(huán)并調(diào)節(jié)冗余小矢量分配系統(tǒng)啟動瞬間過流直流電容初始充電電流大加預充電電阻或把調(diào)制比從0開始斜坡給定仿真時間極慢變步長求解器在PWM切換處步長被拉得很小改定步長1e-6s并去掉不必要的模擬量示波器IGBT模塊報錯緩沖參數(shù)設(shè)置不當造成高dv/dt增大緩沖電阻和電容或換成理想開關(guān)模型6.2 扇區(qū)接續(xù)處的毛刺問題我調(diào)試時遇到一個特別典型的問題電流波形在每個扇區(qū)切換點附近會出現(xiàn)一個小的尖刺頻率是基波的6倍。一開始我懷疑是SVPWM時間計算在扇區(qū)邊界產(chǎn)生了跳變后來查了很多代碼才確認是零序注入法的占空比在扇區(qū)邊界處不連續(xù)引起的。純空間矢量法在扇區(qū)切換時會通過時間重分配來保證電壓連續(xù)而零序注入法如果直接做限幅在跨扇區(qū)瞬間可能會丟半個采樣周期的脈寬。解決辦法有兩個。一是把采樣頻率提高到足夠高讓扇區(qū)邊界處的時間跳變壓縮到很短二是在代碼里加一個非線性補償當三相調(diào)制波的極值關(guān)系即將切換時用上一扇區(qū)的映射關(guān)系平滑過渡。我實際采用第一種方案把SVPWM控制頻率從10kHz同步到20kHz問題就消失了波形干凈很多。6.3 死區(qū)時間的影響仿真里如果不加死區(qū)PWM直連上下管很容易發(fā)生直通雖然仿真不一定報錯但實際波形會失真中點電位也會受到影響。我建議仿真中直接給每個開關(guān)管加2us的死區(qū)并用比較規(guī)則里“上管關(guān)斷后延遲2us再開下管”的方式建模。加了死區(qū)以后電壓波形會出現(xiàn)低次諧波和電流畸變這在并網(wǎng)逆變器里是個熱門話題需要做死區(qū)補償。不過本項目的核心是驗證SVPWM算法死區(qū)補償我只做了基礎(chǔ)的對稱補償沒有深入展開。6.4 仿真結(jié)果驗證的建議我在一個項目里很少只依賴一種工具。Simulink跑通了可以導出調(diào)制波和占空比然后在Plecs里輸入同樣的參數(shù)再跑一遍對比兩個平臺下的電流THD和電容電壓。如果兩者相差太大說明某個平臺的熱模型、開關(guān)模型或者求解器配置有問題。這次我對比的結(jié)果是兩個平臺下電流THD相差不到0.5個百分點輸出電壓幅值差不到2V基本可以判定算法實現(xiàn)無誤。另外一個很實用的驗證手段是把SVPWM的等效調(diào)制波和理論計算馬鞍波重合在一起看。理論馬鞍波公式很簡單就是正弦波加1/6幅值的三次諧波再折算到占空比坐標系。如果實際調(diào)制波曲線和理論曲線重合得很好算法就成功了80%以上。7. 參考文獻項目標題里特別提到“帶參考文獻”這部分我整理了一下自己寫仿真報告和論文時真正引用的幾篇都是能直接追到原始推導的不是那種湊數(shù)的引用。[1] Nabae A, Takahashi I, Akagi H. A new neutral-point-clamped PWM inverter[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1981, IA-17(5): 518-523.[2] 李永東. 現(xiàn)代電力電子技術(shù)[M]. 北京: 機械工業(yè)出版社, 2012.[3] 張興, 張崇巍. PWM整流器及其控制[M]. 北京: 機械工業(yè)出版社, 2003.[4] 陳伯時. 電力拖動自動控制系統(tǒng)——運動控制系統(tǒng)[M]. 北京: 機械工業(yè)出版社, 2016.[5] Pou J, Pindado R, Boroyevich D, et al. Evaluation of the low-frequency neutral-point voltage oscillations in the three-level inverter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2005, 52(6): 1582-1588.[6] 徐殿國, 李彬彬, 周克亮. 三電平逆變器SVPWM調(diào)制及其簡化算法綜述[J]. 中國電機工程學報, 2016, 36(6): 1623-1636.[7] 王兆安, 劉進軍. 電力電子技術(shù)[M]. 北京: 機械工業(yè)出版社, 2009.第1篇是NPC三電平的奠基性論文想徹底搞清楚拓撲來歷一定要看第5篇專門講三電平逆變器中點電位低頻振蕩問題做中點平衡控制選型時很有參考價值第6篇是中文綜述適合快速建立三電平SVPWM各種調(diào)制的全景圖。8. 我的一點實操心得與后續(xù)擴展想法整個項目做下來最大的感觸是仿真模型的價值不在模型本身而在于你能不能在出錯時找到是哪一環(huán)的邏輯不對。SVPWM看著公式多但對標量、查表、驅(qū)動映射這幾個關(guān)鍵點梳理清楚以后實現(xiàn)難度其實不會比兩電平高多少。只是三電平拓撲本身有中點電位的額外維度需要處理設(shè)計控制系統(tǒng)時一定要從一開始就把它當成第一個約束條件而不是等仿真快做完了再回頭補。如果后續(xù)還想往深做我建議可以在現(xiàn)在這個SVPWM仿真基礎(chǔ)上擴展三個方向。第一個方向是死區(qū)補償和開關(guān)延遲的精確建模這對工程樣機調(diào)試非常重要。第二個方向是NPC三電平有源前端整流器把逆變器側(cè)的SVPWM算法移植到PWM整流器上加上電網(wǎng)電壓矢量定向控制就可以做單位功率因數(shù)并網(wǎng)。第三個方向是虛擬空間矢量調(diào)制VSVPWM它在三電平中通過重新構(gòu)造虛擬矢量來進一步抑制中點電位波動是近些年論文的熱點也是我這個項目下一步準備嘗試的方案。仿真平臺方面如果你手頭有FPGA板子我還想多說一句這套SVPWM的等效調(diào)制波代碼很適合直接在FPGA上實現(xiàn)因為所有計算都是加減乘除和比較幾乎沒有三角函數(shù)幾個時鐘周期就能算完。把仿真參數(shù)映射到硬件接口以后就可以把NPC三電平逆變器真正跑起來。到那一步你就能體會到從仿真相到實機的區(qū)別了不過那又是另外一個故事了。